凯时kb88信誉平台宽带放大器模拟分量录象机核电子学温度计精度（Accuracy）与数值相关：系统特性与绝对真实数值之间的差距。精密（Precision）是以数字形式表示的数值深度。在本文中，我们将使用精度一词，它包括噪声、偏移、增益误差和非和低频噪声，但它们的输入偏置电流和频率线性度存在问题。双极性放大器具有低宽带噪声和良好的线性度，但其输入电流仍可能导致内部电路误差（对于内部电路，我们将使用“应用”一词）。MOS放大器具有出色的偏置电流，但通常在低频噪声和线性度领域存在缺陷。
在本文中，我们将在转换函数中使用大致相当于1.0×10-6的非线 dBc失线 非ppm放大器类型
让我们来看看非高线性度的放大器类型。线性度最低的类型即所谓的视频或线路驱动器放大器。这些都是直流精度不太好的宽带放大器：偏移达几毫伏，偏置电流在1~50 µA范围内，并且1/f噪声性能通常较差。理想的直流精度在0.3%~0.1%之间，但交流失线 dBc（线 ppm）之间。
无论宽带及压摆率多大，电流反馈放大器也不能支持深线性度，甚至是适度的精度。它们的输入级有很多误差源，并且增益、输入和电源抑制性能都不高。电流反馈放大器还具有热漂移效应，会大幅拓展正常的建立时间。
图1显示的是简化的运算放大器框图，并添加了交流和直流误差源。拓扑为带有输入跨导（gm）的单极点放大器，驱动输出缓冲单元的增益节点。尽管有许多运算放大器拓扑，但所示的误差源对它们全部适用。
包含宽带和1/ f 频谱成分。如果噪声的幅度类似或超过系统LSB，则无法准确地测量信号。例如，如果宽带噪声为6 nV/√Hz，系统带宽为100 kHz，那么输入端的有效值噪声则会达到1.9 µV。我们可以使用滤波器来降低噪声：例如，将带宽降至1 kHz可使噪声降至0.19 µV rms或1 µV p-p（峰峰）左右。频域的低通滤波可降低噪声幅度，就像ADC输出随时间推移而平均化一样。
不过，由于速度太慢，1/ f 噪声实际上无法过滤或均化。1/f噪声通常使用0.1~10 Hz频谱范围内生成的峰峰值电压噪声体现。大多数运算放大器的低频噪声都介于1~6 µV p-p之间，因而不太适合对直流精度要求高的10-6
NOISE-。它们包含宽带和1/f频谱成分。INOISE乘以等效电阻会产生更多输入电压噪声。一般而言，同相端和反相端的两个电流噪声之间互不相关，不会随着两端输入电阻值相等而抵消，而是以rms方式增加。 INOISE乘以输入等效电阻产生的噪声电压常常会超过1/f区的VNOISE。4 输入共模抑制和偏置误差
下一种误差源是。这体现在共模抑制比指标参数上，其中失调电压会随着相对于两个供电轨的输入电平而变化（所谓的共模电压， VCM
）。使用的符号指示箭头方向的电源相互影响，通过它的分割线表示其可变，但可能是非线性变化。CMRR对信号的主要影响在于使线性部分与增益误差无法区分。非线的CMRR。增加的线与CMRR曲线在该曲线分化到过载之前的极点相交。该线的斜率提供的CMRR = 133 dB。范围每相差30 V，CMRR曲线
)将归入此处的CMRR。斩波放大器的输入失调电压低于10 µV，相对于2~10 V p-p的典型输入信号，接近于单10
误差。甚至，最佳ADC的失调电压通常会多达100 µV。所以，10 µV级的失调电压不会对运算放大器自身造成太大的负担；无论如何，系统本身会自动调零。与输入信号的共模电平相关的是 lCMRR，即输入偏置电流及其随电源的变化情况。断线表明偏置电流会随电压变化，并且也可能不是线性变化。共有四个lCMRR，因为两个输入端有独立的偏置电流和电平相关性，并且每个输入端随两种电源的变化不同。lCMRR乘以应用电阻的阻值会增加电路的整体失调电压。图4显示了LT1468的偏置电流与VCM（lCMR规格）。添加的线 kΩ应用电阻或低百万分之一误差的情况下将为8 µV/V。它与直线 µV的误差，或非线 输入级失线显示了输入级，它们通常是由一对差分晶体管设计成跨导电路。图5顶部显示了各种差分放大器类型的集电极或漏电流以及差分输入电压。我们模拟一个简单的双极性对、一个跨线性电路（我们称之为“智能双极”）、一个低阈值（即非常大）的MOS差分对、一个带发射极电阻的双极性对（图5中已退化）和一个超越阈下区域而进入平方律机制运行的小型MOS对。使用100 μA的尾电流模拟所有差分放大器。在显示图5底部所示的跨导与VIN之前，明确的信息不多。跨导(gm)是输出电流相对于输入电压的导数，使用LTspice®模拟器生成。语法当中包含 d ()，其在数学上等同于d()/d(VINP)。gm的非平面度即运算放大器在频率下的基本失真机制。
对于直流，运算放大器的开环电压增益约为gm(R1R2)，但前提是输出缓冲区增益大约1。R1和R2表示信号路径中各种晶体管的输出阻抗，每个电阻均连接到一个供电轨或其他单元。这就是运算放大器中增益受限的基础。R1和R2不能保证为线性；它们可能导致空载失真或非线性度。除线性度之外，我们需要增益达到或超过100万，才能实现10
级的增益精度。观察标准双极性晶体管曲线，我们可以看到它在该组中的跨导最高，但该跨导会随着输入从0 V开始变化而快速消退。这一点让人担忧，因为线性度的基本要求就是增益或gm恒定。另一方面，谁会在乎放大器的电压增益如此之高，以至于差分输入随输出电压的伏特级增加只能实现微伏级增加？下面是CCOMP。
CCOMP（CCOMPP和CCOMPM的平行线）会吸收gm在频率范围内的大多数输出电流。它可设定放大器的增益带宽乘积(GBW)。GBW可设定：在频率f下，放大器的开环增益为GBW/ f 。如果该放大器在f= GBW/10时的输出为1 V p-p，闭环增益为10，那么输入之间将有100 mV p-p。也就是，平衡±50mV。请注意，图5中显示的标准双极性曲线mV时损耗了约一半的增益，从而保证了大规模失真。不过，智能双极仅损耗了13%的增益，阈下MOS损耗了26%，退化双极损耗了12%，平方律MOS损耗了15%。
图6显示了输入级的失真与振幅。在应用电路输出时将显示这些信息（乘以噪声增益）。输出失真可以继续增加，但不能减少。
除智能双极的输入级之外，输入级的差分放大器显示失真与输入的平方成正比。在增益一致的应用中，输出失真与输入失真的影响相同。这是大多数运算放大器的主要失真来源。请考虑一个采用双极输入的增益一致的缓冲区。
非线 dBc谐波失线%。假定一个放大器使用双极性输入级，GBW为15 MHz，作为缓冲区的输出为5 V p-p，通过方程式2可得知该线 Hz。上述的假设前提是放大器在较低频率下的线性度最低。当然，当放大器提供增益时，噪声增益增加，且–120dBc的频率会下降。
阈下MOS输入级支持的–120 dBc频率最高为866Hz，平方律MOS最高支持1 342 Hz，退化双极最高支持1 500 Hz。智能双极的失真不符合预测模式，人们必须根据数据手册进行估算。
其中，K可从运算放大器数据手册的失真曲线中找到。附加一点，许多运算放大器都是使用轨到轨输入级。大多数放大器通过两个独立的输入级都能实现此功能，即在输入共模范围内，不同输入级之间可以转换。这种转换会导致失调电压变化，还可能导致偏置电流、噪声乃至带宽变化。此外，基本上还会导致输出时出现开关瞬变现象。如果信号总是穿过交越区，那么则不能对低失真应用使用这些放大器。不过，对于相反的应用场合可以使用它们。
我们还没有讨论压摆增强型放大器。这些设计在差分输入较大的情况下不会耗尽电流。遗憾的是，差分输入较小的场合仍会导致gm出现与所讨论的输入幅度类似的变化，并且低失真仍需要有较大的频率环路增益。由于我们要寻找的是10
级的失真度，所以我们不会以接近压摆率限值的任何方式运行放大器，所以十分异常的压摆率不是10
前面，我们讨论了单极补偿设计模式的开环增益。并不是所有运算放大器都以该方式提供补偿。通常，开环增益可从数据手册的曲线中找到，而方程式中的GBW/(G
接下来，我们来看图1中的R1和R2。这些电阻连同输入gm提供放大器的开环直流增益：gm ×(R1R2)。原理图中绘制的这些电阻带有可变的非线性删除线。这些电阻的非线性度体现了放大器的空载失线会从正电源施加影响，以致于直流正电源电压抑制比(PSRR+)约等于gm × R1。同理，R2负责PSRR–。请注意，为什么PSRR的幅度几乎等于开环增益？CCOMPP和CCOMPM向R1和R2注入类似的电源信号；它们在频率范围内设置PSRR+和PSRR–。增益适度(106)的放大器的线性度可能很好，但适度增益会限制增益精度。
电源端口可能会导致失真。如果输出级驱动的负载较大，其中某个电源就会提供负载电流。在一定频率下，远端电源的远程调制能力可能很小，以至于运算放大器的旁路电容成为实际的电源。通过旁路电容后，电源电流下降。下降幅度取决于ESR、ESL和电抗，并且它们会造成电源干扰。由于输出为AB类，所以只有一半的输出电流波形会调制电源，形成平稳的谐波失真。频率范围内的PSRR可降低电源干扰。例如，如果我们观察到电源干扰为50 mV p-p，并希望PSRR抑制电源输入干扰使其在输出端降至低于5 µVp-p，则PSRR在信号频率下需达到80 dB。估算PSRR( f )~Avol( f )，GBW为15 MHz的放大器在低于1 500 Hz的频率下则会拥有充足的PSRR。7 输出级失线中的最后一项是输出级，输出级在本文中被视为缓冲区。图7展示了一个典型的输出级转换函数。对于不同的负载，我们可看到4种误差。首先是削波：尽管假设该输出级的标称增益为1，但它不完全是轨到轨输出级。这种情况下，甚至空载输出时，每个电源轨也会削波100 mV。随着负载增加（降低负载电阻），输出电压会逐步削减。显然，削波会严重影响失真，而且必须降低输出摆幅才能避免削波。
下一种误差是增益压缩，当转换函数的曲率达到信号极限情况时，我们会看到这种现象。随着负载增加，在电压早期阶段就会出现压缩。同削波一样，在这种机制下，通常无法实现10-6
通过环路增益可降低所有这些失线%，那么环路增益需要为30 000才能达到–120 dBc电平。当然，这种情况会发生在GBW/(30 000×GNOISE
有些输出级的失真与频率有关，但也有许多输出级与频率无关。开环增益可抑制输出级失真，但该增益会随频率而下降。如果输出失真不随频率而变化，则增益损耗会产生输出失真，并随频率而线性增加。同时，输入失真会导致总体输出失真随频率而增加。这种情况下，总体闭环输出失真可能主要为输入失真，从而掩盖输出级失真的影响。
低功耗运算放大器包含的输出级通常较少，静态电流低。输出失真可能主要是由这些放大器的输出级导致，而不是输入级。所以，至少需要2 mA电源电流才能获得低失真运算放大器，这种说法一定程度上是正确的。
本文来源于科技期刊《电子产品世界》2019年第11期第25页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。